发布日期：2025-01-04 14:01    点击次数：174

2.3 环路带宽与稳定性的AC仿真验证本文引用地址：https://www.eepw.com.cn/article/201803/377633.htm　　仿真条件设置如下：输入电压VIN=3.6 V，负载大小Ro=6 Ω，负载电流Io=300 mA。实际仿真结果如图3所示。　　从图3可知，系统的单位增益带宽为1.136 MHz，对应的相位裕度为47.49°，系统环路处于稳定状态。3 过冲电压分析及优化3.1 过冲电压理论分析　　当负载瞬态响应发生时，由于电感电流不能突变，而负载电流则迅速突变几十或几百毫安，这样就导致两者之间的不平衡，而这差值电流也只能由输出滤波电容C来提供，输出电压将会发生波动，这是DC-DC转换器在负载瞬态响应发生时输出电压发生变化的根本原因。根据对瞬态信号的稳定性的分析，可知在负载突变时，瞬态响应可分为大信号和小信号两个过程。　　针对大信号情况，根据文献[2]的分析，主要由滤波电感L的值和控制电路的响应时间决定。而针对小信号情况下，则主要由系统的带宽、主频以及拓扑结构有关。　　根据以上分析可知，在开关频率以及电感电容值确定的情况下，环路带宽越高，则负载的瞬态响应越好。但是带宽也会受到几方面的限制： a)香农采样定理决定了带宽不可能大于开关频率的二分之一; b)补偿放大器的带宽设得很高时会受到增益的限制、电容零点及温度影响等。所以一般实际带宽会取开关频率的 1/4~1/5。3.2 实际电路仿真结果　　本方案选取两种不同带宽进行比对。仿真结果如图4(a)所示，其中线①表示1 MHz的系统带宽，线②表示2.5 MHz的系统带宽。　　图4(b)为负载电流从0 mA突变到600 mA时的输出电压过冲，由图可知，线②的过冲电压大小为△V=1.8-1.793=7 mV，恢复时间t=54-50=4 μs，线①的过冲电压△V=1.8-1.785=15 mV，恢复时间t=55-50=5 μs。　　图4(c)为负载电流从600 mA突变到0 mA时的输出电压过冲，由图可知，线②的过冲电压大小为△V=1.808-1.8=8 mV，恢复时间t=76.35-75=1.35 μs，线①的过冲电压△V=1.81-1.8=10 mV，恢复时间t=80-75=5 μs。　　综上所述，2.5 MHz系统带宽的过冲电压和响应时间都比1 MHz系统带宽小，本设计最后采用2.5 MHz的系统带宽，从而在原来的基础上优化了输出电压的overshoot和undershoot值。4 静态电流分析及优化4.1 控制环路静态电流分析　　静态损耗主要是指BUCK DC/DC变换器的内部控制电路模块产生的功耗，内部控制电路所需的能量也要来自输入电压源，来保证系统的稳定运行。这部分功耗可以表示为：(13)　　VIN为输入电压，IQ为控制电路各模块的静态工作总电流。内部各模块一般在一个稳定的直流电压下工作，总的静态电流基本不变，当负载较大时，这部分功耗所占比例较小，对效率影响较小。但是在输入电压VIN较大并且负载较轻时，这部分功耗对所占比例将对变换器效率换产生显著影响。这也是宽输入电压范围所面临的效率挑战。4.2 控制环路静态电流优化　　控制环路主要由误差放大器、PWM比较器、斜坡发生器、振荡器模块组成。由于在模块设计的时候，普遍采用电流镜偏置，工作电流稳定不受影响，因此要想优化控制环路的功耗，可以通过改变控制电路的工作电压来实现。　　本设计中采用电源切换模块来实现功耗优化一半的目标。假设输入为3.6 V，在初始时刻，电源切换模块选择3.6 V给控制环路供电，使得环路以较快的速度进入稳定状态。当系统稳定以后，输出电压Vo稳定在1.8 V，此时，电源切换模块选择输出电压1.8 V给控制环路的模块供电，实现了控制环路功耗降低一半的目标。　　电源切换模块的实际电路图如图5(a)所示。该电路主要有触发器和CMOS传输门组成，其中触发器的时钟信号接外部启动电路的输出，两个输入端IN1和IN2分别接外部的电压输入VIN和系统输出Vo，一个输出端VOUT接外部控制模块的电源。　　在初始时刻，触发器输出端Q=0，QN=1，因此上面支路的传输门导通，输出端VOUT=IN1= VIN，当系统稳定以后，启动电路输出一个由低到高的上升沿电平，即VIN_flag从0 V突变到VIN，此时触发器CLK端接收到上升沿信号，输出端Q=1，QN=0，下面支路的传输门导通，输出端VOUT= IN2 = Vout。因而实现了控制电路模块的电源切换功能。4.3 电源切换仿真　　图5(b)为电源切换功能仿真结果，图中第二条波形为启动电路输出给电源切换模块的控制信号Vstart_flag，第三条波形为电源切换模块的输出信号VDD_IN，即控制环路模块的电源电压。从图中可以看出，初始状态时，电源切换模块的输出选择第一路信号VIN，电压为3.6 V，而根据第1.6节中各子电路的仿真结果可知，控制电路的总电流为123.06 μA，所以此时的控制电路功耗为443 μW。在15 μs左右，系统进入稳定状态，启动电路输出信号Vstart_flag从0 V上升到3.6 V，电源切换模块的输出选择第二路信号Vout，电压为1.8 V，此时功耗为221.5 μW，从结果可知，控制电路功耗降低一半以上，从而实现了设计要求。5 结论　　本文首先建立了电压模控制DC-DC变换器的小信号模型，并且选用PID补偿网络保证了环路的稳定性。其次，通过加大带宽的设计方案使得系统的瞬态响应大大提高，最后提出电源切换的设计方案，实现低功耗的设计。经过电路仿真验证，本系统实现了高速低功耗的设计要求。　　参考文献：　　[1]李牧.面向高转换效率的单电感双输出转换器的功率级电路优化设计[D].东南大学,2012.　　[2]Abdelrahman O A. Entire load efficiency and dynamic performance improvements for DC-DC converters[J]. Dissertations & Theses - Gradworks, 2007.　　[3]杨淼.应用于SoC动态电源管理的多输出变换器关键技术研究与实现[D].东南大学,2013.　　[4]孙大鹰,徐申,孙伟锋等.Buck型DC-DC变换器中数字预测模糊PID控制器的设计与实现[J].东南大学学报,2014,(5):897-901.DOI:10.3969/j.issn.1001-0505.2014.05.004.　　[5]A Barrado, R Vazquez, A Lazaro. Stability analysis of linear-nonlinear control (LnLc) applied to fast transient response DC-DC converters [C]. IEEE 34th Annual Power Electronics Specialists Conference, 2003(3): 1175-1180　　[6]Se-Won Wang, Young-Jin Woo, Sung-Ho Bae, et al. A High Stability DC-DC Boost Converter with Ripple Current Control and Capacitor-Free LDOs for AMOLED Display [C] IEEE Asian Solid State Circuits Conference, 2011. 41-44　　[7]代辛恩.一款宽压高效率降压型DC/DC转换器的研究与设计[D].电子科技大学,2016.　　[8]成俊.峰值电流模式Buck转换器系统建模及控制芯片设计[D].华中科技大学,2007.　　[9]韩才霞.应用于Dc-DC变换器的高速高精度电流检测电路的设计[D].东南大学,2014.　　本文来源于《电子产品世界》2018年第4期第48页，欢迎您写论文时引用，并注明出处。